前言作為功率隔離變壓器的一個設計實例,下面我們將設計直流電源正激式變換器中的隔離變壓器.顯然,這種隔離變壓器也不是用于我們的buck變換器中.現在,我們考慮設計要求:輸入直流電源電壓為直流48V電源(簡便起見,不需要考慮進線直流電源電壓的波動范圍),輸出直流電源電壓為5V,功率100W,開關頻率為250kHz,基本電路圖如圖所示.
直流電源正激式隔離變壓器之匝比設計解析容易得到,輸出電流為100W/5V=20A.這個電流值是比較大的,為了減少繞組電阻,副邊的線圈隔離變壓器匝數應該盡量取小.這意味著取變比(原邊隔離變壓器匝數除以副邊隔離變壓器匝數)的時候,副邊最少隔離變壓器匝數取為1.我們來看看變比為整數時會出現什么問題.
1 隔離變壓器匝數比=1:1隔離變壓器匝數比=1:1,即原邊與副邊的隔離變壓器匝數相等.當開關導通時,48V輸入直流電源電壓全部加在隔離變壓器的原邊.同樣,副邊也得到48V的直流電源電壓(忽略漏感),并加于續流二極管兩端.實際上,具有低通態直流電源電壓的肖特基功率二極管其最大阻斷直流電源電壓為45V左右.48V的電路中,至少要采用直流電源電壓為60V的器件,如果直流電源電壓有過沖或者輸入直流電源電壓有波動,那么要求采用更高直流電源電壓的器件.二極管的反向阻斷直流電源電壓越高,其通態直流電源電壓也越高,變換器的效率將會降低.
在低輸出直流電源電壓的變換器中,整流二極管的通態直流電源電壓是一個常見的問題.原因很明顯:電感中的電流要么流過整流二極管,要么流過續流二極管,無論哪種情況,在二極管中總會產生一個大小為VfI的損耗.二極管的損耗使變換器效率進一步下降.這部分功率不在總功率VoutI之中.解決這個問題的唯一方法是采用同步整流器,但是其驅動非常復雜(同樣的道理,當輸出Vout降到3.3V,甚至更低時,必須使用同步整流器).
不管怎么樣,對于一個高效率的變換器而言,如果不采用同步整流器,1:1的隔離變壓器匝數變比不是一個很好的選擇(對我們的例子而言).
2 隔離變壓器匝數比=2:1這時原邊隔離變壓器匝數是副邊的2倍,所以加在原邊的直流電源電壓為48V,副邊和二極管上的直流電源電壓為24V,可以使用肖特基功率二極管.直流電源正激式變換器占空比近似為DC=Vout/Vsec=5V/24V=21%(忽略肖特基功率二極管的通態直流電源電壓Vf).隔離變壓器原邊的峰值電流,即流過開關器件的峰值電流.
可以通過本章第一部分介紹的方法計算得到,原邊直流電源電壓升高(副邊直流電源電壓反射到原邊)時,電流會降低.所以,如果副邊正向二極管上電流為20A,那么流過晶體管的電流為Ipri=20A/2=10A.實際工作中,10A的電流對MOSFET器件來說太高了(250kHz頻率時,我們不會采用雙極型晶體管).MOSFET的通態損耗與電流的平方成正比,那么損耗就是100A2×RDS.on×21%.能夠承受這么大損耗的MOSFET器件價格很貴.
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